2. DQ Model Motor Induksi - Kendali Linear Quadratic Regulator (LQR) Pada Motor Induksi 3 Phasa Dengan Direct Torque Control (DTC)

  KENDALI LINEAR QUADRATIC REGULATOR (LQR) PADA MOTOR INDUKSI 3 PHASA DENGAN DIRECT TORQUE CONTROL (DTC) Ilham Teknik Informatika STMIK AKBA

  Abstrak: Dalam penelitian ini dikembangkan metode pengaturan kecepatan motor induksi 3 phasa menggunakan kendali LQR dan

DTC. Dengan menggunakan metode LQR dan DTC memungkinkan untuk mengontrol torka dan fluks stator secara langsung.

  

Estimasi putaran rotor, torka dan fluks dilakukan oleh DTC yang diberi input tegangan dan arus stator.estimsi kecepatan motor

akan dibandingkan dengan kecepatan referensi untuk menghasilkan error. Error dan delta error kecepatan putar sebagai

masukan pada kendali LQR.Hasil yang diperoleh melalui simulasi menunjukkan respon kecepatan putar yang cepat dalam

kondisi start, perubahan beban dan perubahan set point. Pada kondisi perubahan beban, respon kecepatan hampir tidak

mengalami perubahan kecepatan atau bisa dikatakan respon kecepatan kokoh bila ada gangguan, maksimum overshoot sebesar

4,6735 % untuk torsi beban 30 N.m dengan peak time 0,007 detik dan settingtime sebsar 0,111 detik. Untuk kecepatan referensi

1450 rpm errornya sebesar 0,03 % kecepatan referensi 725 rpm errornya sebesar 0.03 % kecepatan 725 rpm errornya 0,08 dan

untuk kecepatan referensi 362,5 rpm errornya 0,027 % terhadap kecepatan aktual motor.

  Kata Kunci: Motor Induksi ,LQR, DTC, Kecepatan putar

1. Pendahuluan

  Pada jaman teknologi yang begitu maju saat ini, sistem kendali memiliki peranan penting dalam kehidupan manusia dan dalam perkembangan ilmu dan teknologi. Sistem kendali dalam kehidupan manusia memberikan sangat banyak kemudahan. Hal ini banyak ditemui dalam dunia industri seperti proses-proses dalam pabrik dan industri modern.Untuk menunjang perkembangan infrastruktur industri modern yang lebih efisien dan handal, terutama mesin-mesin canggih yang digunakan dalam proses produksi harus dalam kondisi dan performa yang benar-benar sempurna untuk menjaga kuantitas dan kualitas produksi [1]. Aplikasi sistem kendali dalam kehidupan manusia memberikan sangat banyak kemudahan.Hal ini banyak ditemui dalam dunia industri seperti proses-proses dalam pabrik dan industri modern.Sebagai contoh, Pengendalian automatik sangat diperlukan dalam operasi-operasi di industri untuk pengendalian tekanan, temperatur, kelembaban, viskositas, aliran proses produksi, pengerjaan dengan mesin perkakas, penanganan dan perakitan bagian- bagian mekanik dalam industri manufaktur, dan sebagainya.

  Motor induksi 3 phasa saat ini banyak digunakan pada industri dengan berbagai aplikasi [2]. Hal ini disebabkan karena motor induksi 3 phase memiliki keunggulan diantaranya handal, tidak ada kontak antara stator dan rotor kecuali bearing, tenaga yang besar, daya listrik rendah dan hampir tidak ada perawatan [3]

  Banyak alternatif pengendalian yang dapat digunakan dalam mengendalikan kecepatan motor induksi, antara lain dengan pengaturan frekuensi dan jala-jala, vektor kontrol dan lain-lain[4]. Namun model pengontrolan yang belum pernah digunakan dalam pengontrolan motor-motor induksi adalah dengan menggabungkan (Hibrid) antara kendali LQR dan DTC, yang selama ini lebih familiar digunakan pada motor-motor DC.

  Tujuan dari penelitian ini adalah menggabungkan pengendaliDTC (Direct Torque Control) dan LQR (Linear Quadratic Regulator) sebagai kontrol putaran motor induksi untuk berbagai kondisi yaitu kondisi start, steady state dan perubahan setting point pada beban torsi motor.

  2. DQ Model Motor Induksi

  Secara konvensional untuk menganalisa model motor induksi 3 phasa dikembangkan berdasarkan model trafo dengan mengasumsikan tegangan sumber adalah sinusoidal dan kondisi steady state [5].Dalam operasi riil ditemui permasalahan tegangan sumber yang tidak sinusoidal danada perubahan beban. Karena itu dibutuhkan model lain yang lebih fleksibel untuk menganalisis motor induksi. Motor induksi dalam koordinat dq digunakan untuk menganalisis motor dan lebih fleksibel. Persamaan tegangan motor induksi dengan tegangan simetri dalam koordinat dq [6] dan Fluksi yang tercakup dalam kumparan [7]. Persamaan- persamaan tersebut dapat dinyatakan dalam bentuk matriks [8], Torka elektromagnetik motor induksi dapat ditentukan dengan :

  ( ) ( ) ( ) (1) Persamaan dinamisdari mesin induksi dinyatakan oleh (2)

  Dengan, adalah torka beban adalah torka elektromagnetik

  J adalah momen inersia (kg.m)

  r

  adalah kecepatan angular rotor (rad/dt) Untuk lebih memudahkan dalam menghitung tegangan dan arus dalam bentuk d-q dan sebaliknya kita dapat

  Gambar 1. Rangkaian ekivalen dq motor induksi

  menggunakan transformasi matriks kombinasi Clarke-Park [8] yakni :

  3. Persamaan State Space Motor Induksi ( ) ( )

  Dari beberapa model matematika diatas, persamaan- persamaan tersebut dapat disederhanakan untuk

  ( ) ( )

  mendapatkan model state space yang kemudian digambarkan dalam bentuk vector matriks persamaan state (keadaan). Bentuk persamaan state space motor induksi

  [ ]

  khususnya tipe squirrel-cage (sangkar tupai) yang digunakan dalam penelitian ini.

  Dari Persamaan tegangan motor induksi dengan ( tegangan simetri dalam koordinat d-q [6] dan Fluksi yang

  ) ( ) tercakup dalam kumparan[7] dapat dinyatakan dalam bentuk matriks sebagai berikut :

  ( ) (

  [ ) ] Dengan dan

  | |

  [ ] [ ] [ ] [ ]

  | |

  Dimana :

  Dan adalah matriks impedansi yang dinyatakan oleh : √ √

  ( )

  [ ] [ ]

  √ ( )

  [ ] Diagram dari model motor induksi dapat dilihat pada

  Dengan : gambar 1. Dimana Ls dan Lr adalah induktansi sendiri untuk stator dan rotor dan Lm adalah induktansi bersama antara stator dan rotor sedangkan : Bentuk simulasi, persamaan diatas kemudian direpresentasikan dalam state-variable untuk arus sebagai berikut :

  [ ] [ ] ([ ] [ ])[ ] [ ] [ ] Dimana :

  [ ] [ ]

  [ ] [

  Dari gambar 7 dapat dilihat dalam perancangan sistem

  ]

  kendali kecepatan motor induksi terbagi atas beberapa bagian yaitu :

  [ ] [

  1. Motor induksi

  ]

  2. Inverter3 phasa dan switching PWM

  3. Kalkulasi rotor flux, Teta, Iqs*, Id*

  4. Kendali LQR

  [ ] [ ]

  5. DTC

  5. Prinsip Dasar Vektor Kontrol

  ] [ ] [

  Vektor kontrol adalah suatu metode pengaturan Setelah membuat model simulasi dari motor induksi 3 phasa kumparan medan pada motor induksi, dimana dari sistem [2] maka perlu dilakukan Validasi untuk melihat respon coupling dirubah menjadi sistem decoupling. Dengan sistem motor yang dihasilkan sesuai dengan karakteristik motor ini arus penguatan dan arus beban motor dapat dikontrol yang sebenarnya sesuai dengan parameter-parameter pada secara terpisah, sehingga torsi dan fluks juga dapat diatur tabel 1. secara terpisah, seperti halnya motor dc. Implementasi flux vektor pada motor induksi 3 phasa membutuhkan

  Tabel 1. Parameter-parameter motor induksi perhitungan/simulasi pada orientasi stator, rotor dan torsi.

  Untuk memudahkan simulasi motor dari kondisi transient Daya 7,5 HP/kW sampai stabil, maka koordinat abc pada motor diubah ke

  5,6 kW dalam model bayangan/vektor ke bentuk dq [7] dan [8]. Tegangan, V 380 Volt(L-L,rms) Fasa (F) 3 phasa Tahanan Stator, Rs 1,77 Ohm

  6. Inverter 3 phasa dan Switching PWM

  Tahanan Rotor, Rr 1,34 Ohm

  (SPWM)

  Reaktansi Stator, Xs 5,25 Ohm Reaktansi Rotor, Xr 4,57 Ohm Reaktansi Gandeng, Xm 1,39 Ohm ₂ Inverter sebagai rangkaian penyaklaran elektronik

  Momen Inersia Motor, J 0.025 Kg.m dapat mengubah sumber tegangan searah menjadi tegangan Jumlah kutub, P 4 buah bolak-balik dengan besar tegangan dan frekuensi dapat Frekuensi,f

  50 Hertz diatur [10].Untuk menjalankan motor AC 3 fasa kendali Slip, S

  3 Persen LQR diperlukan rangkaian daya sebagai media

  Koefisien gesek,B

  0.01 N.m.sec/rad pengasutan.Teknik PWM inverter sangat tepat digunakan Arus beban Penuh, I

  4 Ampere sebagaiimplementasi perancangan model.Rangkaian daya Slip beban penuh (s) 1,72 Ohm inverter tiga fasa tiga lengan (three-leg inverter) yang memiliki enam buah saklar dan sumber tegangan DC. Suatu konverter DC to AC jenis sumber tegangan (voltage-type

4. Perancangan Sistem

  inverter) harus memenuhi dua syarat, yaitu saklar yang Dalam penelitian ini sistem yang akan dikendalikan terletak pada satu lengan tidak boleh konduksi secara adalah motor induksi 3 phasa jenis rotor sangkar tupai bersamaan hingga menimbulkan arus hubung singkat, dan

  (Squirrel-cage) . Adapun model sistem motor induksi 3

  arus sisi AC harus selalu dijaga kontinuitasnya. Hal ini phasa kendaliLQR dan DTC dapat dilihat pada gambar 2. dapat dilihat pada gambar 3.

  Gambar 3. inverter 3 phasa 3 Gambar 2. Simulasi motor induksi 3 phasa dengan pengendali LQR dan DTC

  Gambar 8. Kalkulasi Theta

  Rangkaian inverter terkendali arus dimodelkan dengan blok

  UniversalBridge dari piranti elektronika daya (Power electronic device).

  Arus referensi sumbu q stator (iq*) dihitung dengan Regulator arus dibangun dengan blok-blok Simulink, blok kalkulasi iq* seperti pada gambar 9. yang terdiri dari tiga pengendali histerisis. Arus-arus motor

  1

  disediakan oleh keluaran pengukuran dari blok motor

  Mux (2/3)*(2/P)*(Lr/Lm)*u[1]/(u[2]+1e-3)

  1 Te* induksi 3 phasa yang dapat dilihat pada gambar 4.

  2 iq* Phir

  1 emu Gambar 9. Kalkulasi arus referensi sumbu q (iq*) Iabc*

  Arus referensi sumbu d stator (id*) dihitung dengan blok kalkulasi id* seperti pada gambar 10.

  Mux

  1 Pulsa 1 1/Lm 1 2 emu phir* id* Gain

  Iabc Gambar 10. Kalkulasi arus referensi sumbu d (id*) Gambar 4. Regulator arus

  7. Metode Linear Quadratic Regulator

  Konversi antara kerangka referensi abc-dq dan dq-abc dieksekusi oleh blok-blok abc-dq dan dq-abc, seperti yang Sistem optimal adalah sistem yang mempunyai unjuk diperlihatkan pada gambar 5 dan 6. kerja terbaik (best performance) terhadap suatu acuan tertentu.Sistem kendali optimal memerlukan adanya suatu

  1 f(u) 2/3 1 kriteria optimasi yang dapat meminimumkan hasil Iabc

  Id

  pengukuran dengan deviasi perilaku sistem terhadap perilaku idealnya [9].

  f(u) 2/3

  2 Metode optimasi dengan linear quadratic regulator

  2 Iq

  (LQR) adalah denganmenentukan sinyal masukan yang akan

  theta

  memindahkan suatu state sistem linier dari kondisiawal x(t0)

  Gambar 5. Transformasi abc-dq

  menuju ke suatu kondisi akhir x(t) yang meminimumkan suatu indeks unjuk kerja performansi kuadratis. Cost _{1 sqrt(2/3)*(cos(u(3))*u(1)-sin(u(3))*u(2))} functional yang dimaksud adalah waktu integral dari bentuk _{id* ia} kuadratis pada vektor keadaan (state) x dan vektor masukan _{iq* 2 sqrt(2/3)*(cos(u(3)+4*pi/3)*u(1)-sin(u(3)+4*pi/3)*u(2)) Mux ib Iabc 1} u seperti pada persamaan : _{3 sqrt(2/3)*(cos(u(3)+2*pi/3)*u(1)-sin(u(3)+2*pi/3)*u(2))} [ ] _{theta ic} dimana Q adalah matriks semi definit positif dan R adalah matriksdefinit positif. Dengan dasar seperti diatas, variasi

  Gambar 6. Transformasi dq-abc

  parameter dari masalah perancanganlinear quadratic regulator dapat ditentukan, juga untuk kondisi akhir, yang Fluks rotor dihitung dengan blok kalkulasi fluks seperti mungkin dapat berpengaruh pada cost function. ditunjukkan pada gambar 7. Prinsip penggunaan metode LQR adalah memperoleh sinyal kendali optimal dari umpan balik keadaan (state

  1

1 Lm

  1

  feedback) u= -[k].[x]. Matrik umpan balik k diperoleh

  T.s+1 id phir

  dengan memecahkan persamaan Riccati. Salah satu kendala

  Gain Transfer Fcn

  penggunaan metode LQR adalah pemecahan persamaan

  Gambar 7. Kalkulasi Fluks (Phir)

  Riccati yang tidak mudah jika diselesaikan secara manual, karenanya dibutuhkan bantuan komputer, dalam hal ini Posisi fluks rotor ( ) dihitung dengan blok kalkulasi dengan paket program Matlab. Teta, seperti pada gambar 8.

  Pada sistem kendali optimal model yang banyak ₁ digunakan adalah persamaan keadaan.Representasi sistem _{iq 2 Mux Lm*u[1]/(u[2]*Tr+1e-3) 1} dalam bentuk persamaan ruang keadaan bisa dilihat pada _{Phir 3 -K- Gain Discrete-Time K Ts z-1 berorde satu secara simultan, dan ditulis dalam notasi vektor Theta 1} gambar 3. Dalam persamaan keadaan persamaan diferensial _{Wm Gain1 Integrator} matriks:

  [X]’ = [A][X] + [B][U] Matriks keterkendalian (controlability matrix): [Y] = [C][X] + [D][U] ( )

  (4) [ | | ] Dengan menggunakan program Matlab matriks keterkendalian diperoleh dengan cara sebagai berikut [10]: C = ctrb (A,B); Rank (C) Ans = 4 Nilai determinan yang diperoleh tidak sama dengan nol Gambar 11.Representasi sistem dalam bentuk persamaan ruang keadaan. karena matriks keterkendalian memiliki full rank yaitu sebesar 4. Dengan demikian dapat disimpulkan sistem dapat

  Berdasarkan gambar 11, maka persamaan ruang dikendalikan (controllable). keadaan dapat dituliskan sebagai berikut:

  Pembuktian Keteramatan Sistem (Observability)

  ̇ Matriks keteramatan (observability matrix):

  ( )

  (5) [ | | |( ) ]

  Pengendali LQR ini dirancang untuk mengendalikan kecepatan pada motor induksi 3 phase. pada tahap penerapannya menggunakan simulasi Matlab untuk

  Dengan menggunakan program Matlab matriks keteramatan memperoleh bahan informasi desain kendali LQR. diperoleh dengan cara sebagai berikut:

  Untuk melakukan perancangan pengendali menggunakan metode LQR pada pengendali kecepatan O = obsv (A,C); motor induksi 3 phase dilakukan pertama-tama adalah Rank (O) menghitung matriks keadaan yang dipergunakan dalam Ans = 4 perancangan pengendali. perhitungan dilakukan dengan menggunakan program Matlab, adapun matriks keadaan

  Nilai determinan yang diperoleh tidak sama dengan nol mengacu pada matriks impedansi , sehingga diperoleh: karena matriks keteramatan memiliki full rank yaitu sebesar

  4. Dengan demikian dapat disimpulkan sistem dapat diamati (observable).

  8. Penentuan Matriks Bobot

  Matriks bobot adalah matriks Q dan R. Pemilihan

  [ ]

  matriks Q dan R dilakukan dengan cara coba-coba (trial and error). Dengan syarat, matriks Q adalah matriks simetris, semidefinit positif dan real (Q > 0). Matriks Q merupakan matriks berordo4×4 yang ditulis sebagai persamaan

  [ ] [ ]

  [ ] (6)

  [ ]

  Matriks Q adalah matriks diagonal dengan komponen- komponennya q, dan bila diadakan pemisahan akan diperoleh matriks identitas yang dikalikan dengan konstanta

  Dimana: q.Penentuan dimensi matriks Q didasarkan pada jumlah state matriks A [11].

  ( ) Sedangkan matriks R adalah matriks simetris, definit

  (3) positif dan real (R > 0). Matriks R merupakan matriks berordo 1×1 yang ditulis sebagai persamaan

  Pembuktian Keterkendalian Sistem (Controllability)

  R=[r] (7) Sehingga :

  (12) ̅ ̅

  ∫( ̅ ) Matriks R adalah matriks diagonal dengan komponen-

  Dengan demikian fluks lingkages dalam koordinat stator komponennya r, dan bila diadakan pemisahan akan reference frame dihitung berdasarkan diperoleh matriks identitas yang dikalikan dengan konstanta

  (13) ̅ ̅ )

  ∫( ̅ r.

  (14) ̅ ̅

  ∫( ̅ ) Untuk menghitung besarnya nilai penguatan (gain)

  Sehingga besarnya fluks stator adalah optimal K digunakan bantuan program Matlab. Untuk mendapatkan gain K terlebih dulu harus memilih matriks

  (15) √( ) ( ) bobot Q dan R. Pemilihan matriks bobot Q dan R ini

  (16) berdasarkan nilai sisa relatif yang paling kecil. Perhitungan ( ) nilai sisa relatif tersebut dapat dilakukan dengan cara coba-

  Frekuensi listrik dihitung dengan mendiffrensialkan sudut coba (trial and error).Yaitu dengan mengubah-ubah nilai vector fluks rotor yaitu : matriks Q.

  (17) ( )

  Setelah mendapatkan nilai matriks Q dan Matriks R Persamaan turunan dari (10) adalah : maka nilai (gain) optimal K dapat diperoleh dengan memasukkan perintah lqr(A,B,Q,R,N) pada program Matlab,

  ̇ ̇

  (18) ̇

  Adapun Blok diagram Kendali LQR pada penelitian ini Dan persamaan kecepatan rotornya adalah : ditunjukkan pada gambar 12.

  (19) ( ) _{K Ts f l_s_ab Fluks Stator v_abc fl_s_est 1} abc alfabeta f(u) _{z-1 f l_s 1} Gambar 12.Blok diagram kendali LQR _{Zero-Order Discrete-Time Hold1 Integrator f l_r_ab atan2(u(2),u(1)) ang_f l_ssector f(u) ang_fl_s Tem angle to sector no. Sector 3 2} Rangkaian LQR ini merupakan Gain yang terdiri dari 4 input -K- _{Lr/Lm Tem_est} dan 1 output mengacu pada nilai (gain) optimal K. Untuk _{i_abc 2 abc alfabeta Rs Zero-Order f l_r_ab f(u) -K- f l_r^2 Wslip_elec} rangkaian Kendali LQR menggunakan rangkaian Op-Amp _{Hold2 -K- atan2(u(2),u(1)) theta_rWr_elec (2/p) Wm_est 4} LM 348. _{Ls*sigma Zero-Order Hold3 Wmech_est}

  Gambar 13. Blok diagram DTC

7. Kendali Direct Torque Control

  Pada motor induksi dengan tipe rotor sangkar untuk

  Direct Torque Control pertama kali dikembangkan

  waktu tetap rotor menjadi sangat besar, fluks bocor berubah perlahan dibanding dengan perubahan fluks bocor stator. oleh Takahasi dan Noguchi tahun 1986. Dasar dari metode Oleh karena itu pada keadaan perubahan cepat fluks rotor DTC adalah perubahan torsi sebanding dengan slip antara cenderung tidak berubah. Perubahan cepat dari torsi fluks stator dan fluks rotor pada kondisi fluks bocor stator elektromagnetik dapat dihasilkan dari putaran fluks stator, tetap [13]. sebagai arah torsi. Dengan kata lain fluks stator dapat seketika mempercepat atau memperlambat dengan

  8. Hasil Simulasi Dan Analisa

  menggunakn vektor tegangan stator yang sesuai. Torsi dan fluks kontrol bersama-sama dan decouple dicapai dengan Hasil simulasi kendali LQR pada motor induksi 3 pengaturan langsung dari tegangan stator, dari error respon phasa dengan DTC menggunakan simulink matlab dengan torsi dan fluks. DTC biasanya digunakan sesuai vector data sebagai berikut : sampling time 100 s, fluks referensi tegangan dalam hal ini untuk memelihara torsi dan fluks diambil pada harga nominal stator dengan dua daerah histerisis. Untuk menentukan putaran motor dapat digunakan persamaan rangkaian dan _{Torque1 qa v a v a i a Tegangan} arus motor diukur pada reference frame yang dapat dipilih _{W m ech_s* Zer o-Or der H old -K- LQR em u v olt Torque2 3-D T[k] 2-D T[k] qb v b v b i b} dalam stator frame, persamaan tegangan stator dalam _{f l_s_0 qc v c v c i c A r us St at or} kerangka stator referensi diberikan [12] dengan persamaan : F lux _s* _{Flux I nv er t er T or si beban W m ech M ot or I nduk si 60 am per e}

  ̅ _{Sect or}

  (8) _{2* pi} ̅ ̅ _{T em _est fl _s_est Beban} ^{v _abc}

  ̅ _{i _abc} ^{r pm}

  (9) W m ech_est ̅ ̅ _{Est im at or}

  (10) ̅ ̅ ̅ _{Put ar an r ot or}

  (11) Gambar 14. Diagram Sistem Simulasi LQR dan DTC Motor Induksi ̅ ̅ ̅ pada beban nol, dan daerah t menunjukkan saat putaran

  3 Simulasi diatur pada kondisi start, steady state dan 76,18 rad/detik untuk beban penuh 31,63 N.m.

  perubahan referensi putaran dan bila terjad perubahan beban.

  Tabel 3. Respon arus stator

  Parameter terukur _{Respon Putaran MOTOR terhadap Perubahan Torsi Beban dan Perubahan Referensi} Daerah Putaran Arus ₈₀

  t1 38,09 rad/det. 5,10 A ₇₀ t2 38,09 rad/det. 5,10 A

  ) .m _{Wm.Aktual (rad/det)} t3 76,18 rad/det. 8,2 A (N _{60 Wm.ref.(rad/det)} an _Torsi(N.m) eb

  B ⁵⁰ si

  Untuk kondisi transient dan perubahan referensi kecepatan

  or T ₄₀ u

  overshoot arus yang terjadi sebesar 40, 29 Ampere dan 10,5

  ta ) a ₃₀ et

  ampere

  /d ad ₂₀ Gambar 17. Merupakan output tengangan inverter (r an ar ₁₀

  yang menjadi input tegangan bagi motor induksi 3 phasa,

  ut P

• _-10
_{0.1 0.2 0.3 0.4 time[detik] 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 ol t) (V V a -500 500 0.1 0.2 0.3 Tegangan Motor 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1} Gambar 15. Respon Putaran Motor untuk setiap kondisi _{b (V ol t) 500}

  Gambar 15 : merupakan respon putaran motor saat ^V _{-500 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1} start, perubahan referensi kecepatan dan perubahan beban, ₅₀₀

  Over-shoot yang dihasilkan pada saat start, perubahan _{V c Gambar 17. Tegangan Motor pada saat perubahan referensi kecepatan (V ol t)} Parameter terukur dan Torsi beban _-500 Kondisi ^{0.1 0.2 0.3 0.4} _time[detik] ^{0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1} Overshoot (i ss )

  Start 9,43 rad/det 0,12 Tabel 4. Respon Tegangan Motor

  Perubahan referensi kecepatan 15,74 rad/det. 0,12

  Parameter terukur Putaran

  Perubahan beban (torsi) 4,85 rad/det. 0,12

  Periode (T) Vm

  referensi kecepatan dan perubahan beban serta waktu yang 38,09 rad/det. (t=0 s/d 0,3 dtk) 0,091 detik 466,6 dibutuhkan untuk mencapai kondisi steady state dapat dilihat

  76,18 rad/det. (t=0,3 s/d 1 dtk 0,044 detik 466,6 pada table berikut : Terlihat bahwa pada saat perubahan referensi kecepatan

  Tabel 2. Respon Putaran Motor menjadi lebih cepat frekuensi tegangan motor juga semakin besar ( )

  Gambar

  18. Merupakan respon dari torka elektromagnetik dimana pada saat start dan perubahan setting kecepatan terjadi ripple torka sebesar 310 N,m dan 280 N.m _{400 200 300 Respon Error Torsi, Torsi Reference dan Torsi Estimasi Tr Te D T}

• _{-100 -200}

  100 Gambar 16. Arus Stator untuk setiap kondisi -300 _{0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 x 10 4.5 4} Gambar 16. merupakan arus stator pada setiap kondisi

  perubahan yang terjadi, daerah t menunjukkan saat putaran

  1 Gambar 18. Torka Elektromagnetik

  38,09 rad/detik pada saat beban nol (motor tanpa beban), daerah t menunjukkan saat putaran motor 76,18 rad/detik

  2

  Dengan Menggunakan Matlab 7.0.1. Universitas Sumatera Utara. 2009.

  [5] Epyk Sunarno, Soebagio, Mauridhi Heri Purnomo.

  Pengaturan Kecepatan Motor Induksi Tanpa Snesor Kecepatan dengan Metoda Direct Torque control Menggunakan Observer Recurrent Neural Network.

  Politeknik Elektronika Negeri Surabaya.2009

  Gambar 19. Fluks stator terhadap koordinat

  [6] Panji Kurniawan. Perancangan Dan Simulasi Metode

  sumbu d dan q Direct Torque Control (DTC) Untuk Pengatuan

  Pada gambar 19, terlihat bahwa kecepatan putaran

  Kecepatan Motor Induksi 3 Phasa. Institute Teknologi

  motor induksi pada saat terjadi perubahan torsi beban. Dari Sepuluh November Surabaya.2009. gambar 5 kecepatan putar motor dikendalikan oleh LQR dan DTC

  [7] Era Purwanto, Ananto Mukti Wibowo, Soebagio,

  Mauridhi Hery Purnomo. Pengembangan Metoda Self esimpulan

9. K

  Tuning Parameter PID Controller Dengan

  Dari hasil simulasi yang dilakukan maka dapat ditarik

  Menggunakan Genetic Algorithm Pada Pengaturan

  kesimpulan : Motor Induksi Sebagai Penggerak Mobil Listrik.

  1. Pada saat start motor dengan beban nol dan putaran 0,5 Seminar Nasional Aplikasi Teknologi Informasi putaran nominal (38,09 rad/det) terjadi overshoot 9,43 (SNATI). ISSN: 1907-5022. 2009. rad.det(19,84%), rise time 0,007875 detik dan settling

  [8] M. Abid, Y. Ramdani, A. Aissaoui, A. Zeblah. Sliding time 0,12 detik.

  2. Pada saat motor terjadi perubahan putaran referensi naik Mode Speed and Flux control of an Induction Machine.

  100% menjadi 76,18 rad/det. dengan beban nol terjadi Journal of Cybernetics and Informatics. ISSN:1336- overshoot 15,74 rad.det(17,12%), rise time 0,0094 detik 4774. Vol. 6. 2006. dan settling time 0,12 detik.

  3. Pada saat motor diberi beban penuh 31,63 N.m dan [9] Lewis, F.L. Optimal Control. Kanada: John Wiley & putaran (76,18 rad/det) terjadi overshoot 4,45

  Sons, Inc.1996. rad.det(5,51%), rise time 0, detik peak time 0,0086 detik

  [10] Wahyu, Thomas dan Agung, Wahyu. 2003. Analisis dan settling time 0,12 detik. dan Desain Sistem Kontrol dengan MATLAB.

  Daftar Pustaka Yogyakarta : Penerbit ANDI.

  [11]Heru Dibyo Laksono. Simulasi Tingkah Laku Kecepatan [1] Endro Wahjono. Soebagio.Fuzzi Logic Direct Torque

  Motor DC di titik Operasi Mempergunakan Metoda Control Untuk Motor Induksi Yang digunakan Pada Linear Quadratic Regulator (LQR). Jurusan Teknik kendaraan Listrik (Electrik Vehicle). Politeknik

  Elektro Universitas Andalas Padang.. No. 29 Vol.2 thn. Elektronika Negeri Surabaya. 2009.

  XV April 2008. [2] Oktavianus Kati. Pengendali Sliding Mode Control

  [ 12] Soebagio, Model mesin AC pada koordinat d-qn, Materi

  (SMC) Motor Induksi 3 Phasa dengan Direct Torque

  Kuliah Mesin Listrik Lanjut, ITS, 2006 Control (DTC Menggunakan Algoritma Genetika. [13] D. Casadei, Giovanni Serra,

  “FOC and DTC: two Universitas Hasanuddin. 2011. variable scheme for induction motors torque control”,

  [3] Ching-Chang Wong, shih-Yu Chang. Parameter

  Trans. On Power Electronics , Vol. 17, No. 5, Selection in The Sliding Mode Control Design Using

  September 2002 .

  Genetic Algorithms. Tamkang Journal of Sience and Engineering. Vol. 1, No. 2, pp. 115-122. 1998.

  [4] Jeremia Purba.Simulasi Pengaturan Kecepatan Motor

  Induksi Tiga Phasa Dengan Direct Torque Control